Návrh oscilátora založeného na aktuálnom režime pre zosilňovače zvuku triedy D: 6 krokov

2024 Autor: John Day | [email protected]. Naposledy zmenené: 2024-01-30 11:55

V posledných rokoch sa zosilňovače zvuku triedy D stávajú preferovaným riešením pre prenosné zvukové systémy, ako sú MP3 a mobilné telefóny, kvôli ich vysokej účinnosti a nízkej spotrebe energie. Oscilátor je dôležitou súčasťou zosilňovača zvuku triedy D. Oscilátor má významný vplyv na kvalitu zvuku zosilňovača, účinnosť čipu, elektromagnetické rušenie a ďalšie indikátory. Za týmto účelom tento článok navrhuje prúdovo riadený obvod oscilátora pre výkonové zosilňovače triedy D. Modul je založený na aktuálnom režime a implementuje hlavne dve funkcie: jednou je poskytovať signál trojuholníkovej vlny, ktorého amplitúda je úmerná napätiu zdroja; druhým je poskytnutie signálu so štvorcovou vlnou, ktorého frekvencia je takmer nezávislá od napájacieho napätia, a pracovný pomer signálu so štvorcovou vlnou je 50%.

Krok 1: Princíp oscilátora aktuálneho režimu

Princíp činnosti oscilátora je ovládať nabíjanie a vybíjanie kondenzátora prúdovým zdrojom cez prepínaciu trubicu MOS tak, aby generoval signál trojuholníkovej vlny. Blokový diagram konvenčného oscilátora založeného na bežnom prúde je znázornený na obrázku 1.

Návrh oscilátora založeného na aktuálnom režime pre zosilňovače zvuku triedy D.

Na obr. 1, R1, R2, R3 a R4 generujú prahové napätie VH, VL a referenčné napätie Vref delením napätia napájacieho napätia. Referenčné napätie je potom vedené cez štruktúru LDO zosilňovačov OPA a MN1, aby sa vygeneroval referenčný prúd Iref, ktorý je úmerný napájaciemu napätiu. Existujú teda:

MP1, MP2 a MP3 v tomto systéme môžu tvoriť zdroj zrkadlového prúdu na generovanie nabíjacieho prúdu IB1. Zdroj zrkadlového prúdu zložený z MP1, MP2, MN2 a MN3 generuje vybíjací prúd IB2. Predpokladá sa, že MP1, MP2 a MP3 majú rovnaké pomery šírka k dĺžke a MN2 a MN3 majú rovnaké pomery šírka k dĺžke. Potom existujú:

Keď oscilátor pracuje, počas fázy nabíjania t1, CLK = 1, trubica MP3 nabíja kondenzátor konštantným prúdom IB1. Potom napätie v bode A lineárne stúpa. Keď je napätie v bode A väčšie ako VH, napätie na výstupe cmp1 sa zmení na nulu. Logický riadiaci modul sa skladá hlavne z klopných obvodov RS. Keď je výstup cmp1 0, výstupný terminál CLK je invertovaný na nízku úroveň a CLK je vysoká úroveň. Oscilátor vstupuje do vybíjacej fázy t2, v ktorej sa kondenzátor C začne vybíjať pri konštantnom prúde IB2, čo spôsobí pokles napätia v bode A. Keď napätie klesne pod VL, výstupné napätie cmp2 sa stane nulovým. Klopný obvod RS preklápa, CLK stúpa a CLK klesá, čím sa dokončí obdobie nabíjania a vybíjania. Pretože IB1 a IB2 sú rovnaké, časy nabíjania a vybíjania kondenzátora sú rovnaké. Sklon stúpajúcej hrany trojuholníkovej vlny bodu A sa rovná absolútnej hodnote sklonu klesajúcej hrany. Signál CLK je preto signálom štvorcovej vlny s pracovným pomerom 50%.

Výstupná frekvencia tohto oscilátora je nezávislá na napájacom napätí a amplitúda trojuholníkovej vlny je úmerná napájaciemu napätiu.

Krok 2: Implementácia obvodu oscilátora

Konštrukcia obvodu oscilátora navrhnutá v tomto príspevku je znázornená na obrázku 2. Obvod je rozdelený na tri časti: obvod generujúci prahové napätie, obvod generujúci nabíjací a vybíjací prúd a obvod logického riadenia.

Návrh oscilátora založeného na aktuálnom režime pre zvukové zosilňovače triedy D Obrázok 2 Implementačný obvod oscilátora

2.1 Jednotka generovania prahového napätia

Časť generujúca prahové napätie môže byť tvorená MN1 a štyrmi napäťovo deliacimi odpormi R1, R2, R3 a R4 s rovnakými hodnotami odporu. Ako spínací tranzistor sa tu používa tranzistor MOS MN1. Ak nie je na vstupe žiadny zvukový signál, čip nastaví terminál CTRL na nízky, VH a VL sú 0V a oscilátor prestane fungovať, aby sa znížila statická spotreba energie čipu. Keď je na vstupe signál, CTRL je nízka, VH = 3Vdd/4, VL = Vdd/4. Vzhľadom na vysokofrekvenčnú činnosť komparátora, ak sú body B a bod C priamo spojené so vstupom komparátora, môže byť elektromagnetické rušenie generované na prahové napätie prostredníctvom parazitnej kapacity tranzistora MOS. Tento obvod preto spája bod B a bod C s nárazníkom. Simulácie obvodov ukazujú, že použitie nárazníkov môže účinne izolovať elektromagnetické rušenie a stabilizovať prahové napätie.

2.2 Generovanie nabíjacieho a vybíjacieho prúdu

Prúd úmerný napájaciemu napätiu je možné generovať pomocou OPA, MN2 a R5. Pretože zisk OPA je vysoký, rozdiel napätia medzi Vref a V5 je zanedbateľný. V dôsledku efektu kanálovej modulácie sú prúdy MP11 a MN10 ovplyvnené napätím odtoku zdroja. Preto nabíjací a vybíjací prúd kondenzátora už nie je lineárny s napájacím napätím. V tomto návrhu súčasné zrkadlo používa štruktúru cascode na stabilizáciu napätia zdroja-odtoku MP11 a MN10 a zníženie citlivosti na napätie zdroja. Z hľadiska striedavého prúdu štruktúra cascode zvyšuje výstupný odpor zdroja prúdu (vrstvy) a znižuje chybu vo výstupnom prúde. MN3, MN4 a MP5 sa používajú na zaistenie predpätého napätia pre MP12. MP8, MP10, MN6 môžu poskytovať predpätie pre MN9.

2.3 Časť logickej kontroly

Výstupom CLK a CLK klopného obvodu sú signály so štvorcovou vlnou s opačnými fázami, ktoré je možné použiť na ovládanie otvárania a zatvárania MP13, MN11 a MP14, MN12. MP14 a MN11 fungujú ako spínacie tranzistory, ktoré na obrázku 1 slúžia ako SW1 a SW2. MN12 a MP13 slúžia ako pomocné trubice, ktorých hlavnou funkciou je redukovať otrepy nabíjacieho a vybíjacieho prúdu a eliminovať jav ostrého streľby trojuholníkových vĺn.. Fenomén ostrého snímania je spôsobený hlavne efektom vstrekovania kanálového náboja, keď je tranzistor MOS v prechode stavu.

Za predpokladu, že sú odstránené MN12 a MP13, pri prechode CLK z 0 na 1 sa MP14 zapne do vypnutého stavu a zdroj prúdu zložený z MP11 a MP12 je nútený okamžite vstúpiť do hlbokej lineárnej oblasti z oblasti nasýtenia a MP11, MP12, MP13 sú Kanálový náboj sa vybije vo veľmi krátkom čase, čo spôsobí veľký poruchový prúd spôsobujúci špičkové napätie v bode A. Súčasne MN11 skočí z vypnutého stavu do zapnutého stavu a súčasné vrstvy zložené z MN10 a MN9 prechádzajú z hlbokej lineárnej oblasti do oblasti nasýtenia. Kanálová kapacita týchto troch trubíc sa nabije v krátkom čase, čo tiež spôsobuje veľký prúd Burr a špičkové napätie. Podobne, ak je odstránené pomocné potrubie MN12, MN11, MN10 a MN9 tiež generujú veľký poruchový prúd a špičkové napätie pri preskočení CLK. Napriek tomu, že MP13 a MP14 majú rovnaký pomer šírky a dĺžky, úroveň brány je opačná, takže MP13 a MP14 sú striedavo zapnuté. MP13 hrá dve hlavné úlohy pri eliminácii špičkového napätia. Najprv zaistite, aby MP11 a MP12 pracovali v oblasti sýtosti počas celého cyklu, aby sa zaistila kontinuita prúdu a zabránilo sa napätiu spôsobenému aktuálnym zrkadlom. Za druhé, urobte z MP13 a MP14 komplementárnu trubicu. V okamihu zmeny napätia CLK sa teda kapacita kanála jednej trubice nabije a kapacita kanála druhej trubice sa vybije a kladný a záporný náboj sa navzájom rušia, čím sa výrazne zníži závadový prúd. Podobne bude rovnakú úlohu hrať zavedenie MN12.

2.4 Aplikácia technológie opráv

Parametre rôznych šarží skúmaviek MOS sa budú medzi oblátkami líšiť. Pri rôznych uhloch procesu bude odlišná aj hrúbka oxidovej vrstvy trubice MOS a zodpovedajúcim spôsobom sa zmení aj zodpovedajúci Cox, čo spôsobí posunutie nabíjacieho a vybíjacieho prúdu, čo spôsobí zmenu výstupnej frekvencie oscilátora. V návrhu integrovaných obvodov sa technológia orezávania používa hlavne na úpravu siete rezistorov a odporov (alebo kondenzátorovej siete). Na zvýšenie alebo zníženie odporu (alebo kapacity) na návrh rôznych odporových sietí (alebo kondenzátorových sietí) je možné použiť rôzne odporové siete. Nabíjacie a vybíjacie prúdy IB1 a IB2 sú určené hlavne prúdom Iref. A Iref = Vdd/2R5. Preto sa tento dizajn rozhodol orezať odpor R5. Orezávacia sieť je znázornená na obrázku 3. Na obrázku sú všetky odpory rovnaké. V tomto prevedení je odpor rezistora R5 45 kΩ. R5 je zapojený do série pomocou desiatich malých rezistorov s odporom 4,5 kΩ. Spojením drôtu medzi dvoma bodmi A a B sa môže zvýšiť odpor R5 o 2,5%a spojením drôtu medzi B a C sa môže zvýšiť odpor o 1,25%medzi A, B a B, C. Všetky poistky sú spálené., čo zvyšuje odpor o 3,75%. Nevýhodou tejto techniky orezávania je, že môže zvýšiť iba hodnotu odporu, ale nie malú.

Obrázok 3 Štruktúra siete na opravu odporu

Krok 3: Analýza výsledkov simulácie

Tento návrh je možné implementovať do 0,5 μm CMOS procesu CSMC a je možné ho simulovať pomocou nástroja Spectre.

3.1 Vylepšenie trojuholníkovej vlny komplementárnou prepínacou trubicou

Obrázok 4 je schematický diagram ukazujúci zlepšenie trojuholníkovej vlny komplementárnou prepínacou trubicou. Z obr. 4 je zrejmé, že priebehy MP13 a MN12 v tomto prevedení nemajú pri zmene sklonu žiadne zjavné vrcholy a jav naostrenia priebehu vlny zmizne po pridaní pomocnej trubice.

Obrázok 4 Vylepšený tvar vlny komplementárnej spínacej trubice k trojuholníkovej vlne

3.2 Vplyv napájacieho napätia a teploty

Z obrázku 5 je vidieť, že frekvencia oscilátora sa mení na 1,86%, keď sa napätie zdroja zmení z 3V na 5V. Keď sa teplota zmení z -40 ° C na 120 ° C, frekvencia oscilátora sa zmení o 1,93%. Je zrejmé, že keď sa teplota a napätie napájania značne líšia, výstupná frekvencia oscilátora môže zostať stabilná, takže je možné zaistiť normálnu prevádzku čipu.

Obrázok 5 Vplyv napätia a teploty na frekvenciu

Krok 4: Záver

Tento príspevok navrhuje prúdovo riadený oscilátor pre zosilňovače zvuku triedy D. Tento oscilátor môže spravidla produkovať signály štvorcových a trojuholníkových vĺn s frekvenciou 250 kHz. Navyše výstupná frekvencia oscilátora môže zostať stabilná, keď sa teplota a napájacie napätie značne líšia. Špičkové napätie je navyše možné odstrániť aj pridaním komplementárnych spínacích tranzistorov. Zavedením techniky orezávania odporovej siete je možné získať presnú výstupnú frekvenciu za prítomnosti variácií procesu. V súčasnej dobe je tento oscilátor používaný v audio zosilňovači triedy D.